摘要：倾佳电子（Changer Tech）是一家专注于功率半导体和新能源汽车连接器的分销商。主要服务于中国工业电源、电力电子设备和新能源汽车产业链。倾佳电子聚焦于新能源、交通电动化和数字化转型三大方向，并提供包括IGBT、SiC MOSFET、GaN等功率半导体器件
倾佳电子三电平拓扑中中点电位不平衡的根本原因、解决对策及SiC MOSFET功率模块的作用深度分析
倾佳电子（Changer Tech）是一家专注于功率半导体和新能源汽车连接器的分销商。主要服务于中国工业电源、电力电子设备和新能源汽车产业链。倾佳电子聚焦于新能源、交通电动化和数字化转型三大方向，并提供包括IGBT、SiC MOSFET、GaN等功率半导体器件以及新能源汽车连接器。
倾佳电子杨茜致力于推动国产SiC碳化硅模块在电力电子应用中全面取代进口IGBT模块，助力电力电子行业自主可控和产业升级！
倾佳电子杨茜咬住SiC碳化硅MOSFET功率器件三个必然，勇立功率半导体器件变革潮头：
倾佳电子杨茜咬住SiC碳化硅MOSFET模块全面取代IGBT模块和IPM模块的必然趋势！
倾佳电子杨茜咬住SiC碳化硅MOSFET单管全面取代IGBT单管和大于650V的高压硅MOSFET的必然趋势！
倾佳电子杨茜咬住650V SiC碳化硅MOSFET单管全面取代SJ超结MOSFET和高压GaN 器件的必然趋势！
倾佳电子引言
随着电力电子技术的迅猛发展，对高电压、大功率、高效率电力转换系统的需求日益增长。三电平逆变器因其独特的拓扑结构，在工业变频器、光伏储能、电机驱动和电动汽车牵引等中高压应用领域展现出显著优势。与传统的两电平逆变器相比，三电平拓扑通过引入中间电压电平，有效降低了器件的电压应力，使得低压器件得以串联使用，同时输出电压波形更为接近正弦波，谐波含量更低，从而减小了对输出滤波器体积和成本的要求 。
然而，三电平拓扑也面临其固有的技术挑战，其中最为突出的便是中点电位不平衡问题。无论是中点钳位（Neutral Point Clamped, NPC）拓扑还是飞跨电容（Flying Capacitor, FC）拓扑，如果直流侧电容电压无法维持稳定，系统性能将受到严重影响。中点电位不平衡会增加输出电压的谐波失真，降低功率品质，并导致桥臂开关器件承受非对称的电压应力，严重时甚至可能引发设备损坏，危及系统可靠性 。
倾佳电子将对三电平拓扑中中点电位不平衡的根本原因进行深入剖析，系统性地梳理主流的软硬件解决对策，并重点探讨以碳化硅（SiC）MOSFET为代表的新型宽禁带器件在此问题中扮演的角色。SiC MOSFET凭借其卓越的开关性能，在带来效率和功率密度革命性提升的同时，也对中点电位平衡控制提出了新的挑战。倾佳电子旨在为高功率密度、高可靠性电力电子系统的设计者提供全面的理论分析与实践建议。
第一章：三电平拓扑中的中点电位不平衡问题
1.1 三电平拓扑概述：结构与优势
三电平拓扑的核心思想是在传统的两电平基础上增加一个中性点，从而在开关器件上产生三个输出电压电平，而非仅有的两个。这种设计使得器件的耐压要求仅为直流母线电压的一半，降低了对单个器件的电压等级要求 。
中点钳位（NPC）拓扑是三电平逆变器中最具代表性的结构之一 。其基本桥臂由四个串联的功率开关器件（如IGBT或MOSFET）和两个钳位二极管组成。直流母线由两个串联的等值电容 C1和C2分隔，形成一个中性点O。通过控制桥臂上不同开关器件的导通组合，输出端可以连接到直流母线正电平Vp、负电平Vn或中性点O。当上桥臂两个开关导通时，输出为$+V_{DC}/2$；当下桥臂两个开关导通时，输出为$-V_{DC}/2$；当中间两个开关导通时，输出为0。这种结构的关键在于通过钳位二极管确保上下桥臂器件的电压应力均被钳位在VDC/2 。
与此相对，飞跨电容（FC）拓扑则利用电容而非二极管来实现电压电平的合成。FC拓扑的每个桥臂也由四个开关器件构成，但其在桥臂内部串联了一个“飞跨电容”。该电容在正常工作状态下，其电压被控制在VDC/2，并通过开关器件的切换，将其与直流母线电压叠加或相减，从而产生额外的电压电平 。FC拓扑的电压平衡依赖于电容在不同开关状态下的充放电行为，其控制的复杂性主要体现在如何精确管理飞跨电容的电压，使其在充放电循环中保持稳定 。
1.2 中点电位不平衡的根本原因深度分析
中点电位不平衡，即C1和C2两端电压不相等（在NPC拓扑中），或飞跨电容电压偏离其目标值（在FC拓扑中），是三电平逆变器固有的挑战。其成因复杂，涉及调制策略、器件特性、电路设计和运行工况等多个层面。
1.2.1 调制策略与中点电流的内在关联
调制策略是影响中点电位平衡的最核心因素。在三电平空间矢量脉宽调制（SVPWM）中，整个电压矢量空间被划分为多个扇区，每个扇区由不同类型的电压矢量合成。其中，只有“小矢量”（Small Vectors）和“中矢量”（Medium Vectors）的切换会引起中点电流的流动，从而改变中点电容的充放电状态 。小矢量通常存在冗余，即同一电压矢量可以由两组不同的开关组合来实现。这两组冗余的小矢量被称为P型和N型，它们对中点电容的充放电效果相反。如果SVPWM在分配小矢量作用时间时没有考虑中点电容的电压状态，或者分配时间不均，就会导致中点电容的净电荷发生偏移，从而产生电压不平衡。
死区时间（Dead Time）效应是另一个关键因素 。为防止桥臂上下器件在开关切换时发生直通短路，必须在关断一个器件和开通另一个器件之间插入一段短暂的死区时间。这段时间虽然很短，但会使逆变器输出的实际电压波形与理想波形产生偏差。由于死区时间对输出电压的影响取决于负载电流的极性，当负载电流在正负半周交替时，死区时间对中点电容的充放电路径会产生非对称的影响。这种非对称的充放电积累，最终将导致中点电位发生偏移 。死区时间引起的输出电压误差还会导致电流波形畸变，特别是在电流过零点附近，从而进一步恶化中点电位的平衡状态 。
1.2.2 器件与电路参数的非对称性
理想情况下，三电平拓扑的各桥臂和驱动电路完全对称。然而在实际应用中，由于制造工艺的差异，各功率器件的参数无法做到完全一致。例如，不同器件的栅源阈值电压（VGS(th)）、导通电阻（RDS(on)）、开关延迟时间等都会存在微小差异 。这些差异在每个开关周期中都会对中点电容的充放电产生略微不同的影响，随着时间的推移，这种微小差异会累积成显著的中点电位不平衡。
此外，电路设计中的寄生参数也起着重要作用。直流母线上的寄生电感、电路走线和器件封装的寄生电容天然存在非对称性 。当逆变器在高频下快速切换时，伴随高 dv/dt和di/dt，这些寄生参数会与开关瞬态过程耦合，产生差异化的电压尖峰和振荡，导致各桥臂器件的实际损耗和热量分布不均 。例如，
BASiC半导体的模块产品数据（如BMF80R12RA3）中，上下桥臂的C_rss、R_DS(on)等参数在不同温度下存在细微差异，即使是同类器件也难以避免 。
器件的热不平衡也是一个关键的诱因。由于器件参数的不一致和散热条件差异，各桥臂器件的结温（Tvj）可能不同。以SiC MOSFET为例，其导通电阻$R_{DS(on)}会随结温的升高而显著增加[16,16,16,16,16,16]。这意味着，如果一个器件的结温高于其对臂器件，其R_{DS(on)}$会更大，导致该桥臂的损耗增加，进一步升高结温，形成正反馈循环，加剧器件参数的不一致性，最终导致中点电位不平衡。
1.2.3 负载与运行工况的影响
系统的负载条件对中点电位平衡同样至关重要。在三相系统中，如果负载不对称，会导致流经中点的电流不平衡，这是中点电位不平衡最直接的外部原因 。此外，在低调制比（Modulation Index）或低开关频率的运行工况下，由于用于平衡中点电位的小矢量作用时间变短或总的开关次数减少，调制策略对中点电流的控制能力会减弱，中点电位不平衡的问题往往会更加严重 。
第二章：中点电位平衡的控制与硬件对策
为了确保三电平逆变器的稳定可靠运行，必须采取有效措施来抑制和补偿中点电位不平衡。目前的解决方案主要分为两大类：基于软件算法的控制策略和基于硬件辅助的平衡电路。
表1：三电平拓扑中点电位不平衡原因与对策总结
不平衡原因
根本机制
软件对策 (控制策略)
硬件对策 (辅助电路)
调制策略
冗余矢量作用时间不均、死区时间效应、无功功率与负载电流方向的影响
冗余矢量时间动态调整、零序电压注入、模型预测控制 (MPC)
-
器件不一致
功率器件参数（RDS(on)、$V_{GS(th)}$等）的微小差异
SVPWM矢量选择、闭环反馈控制、热平衡控制
并联电阻、有源辅助电路
电路非对称
寄生电感/电容差异、散热条件不均、走线布局非对称
-
对称的PCB布局、有源辅助电路
运行工况
负载不平衡、低调制比、低开关频率
零序电压注入、闭环控制、高级调制算法
有源辅助电路
SiC MOSFET特有挑战
高dv/dt、米勒效应、热敏VGS(th)
智能控制算法、米勒钳位控制策略
智能门极驱动器 (AGD)、混合SiC/Si拓扑
2.1 软件（调制策略）解决方案
软件解决方案通过优化逆变器的控制算法，在不增加额外硬件成本的情况下，实现中点电位的动态平衡。
2.1.1 基于SVPWM的冗余矢量调整法
这是解决中点电位不平衡最常见且有效的方法之一。其核心思想是利用SVPWM中小矢量的冗余特性 。小矢量由两组开关组合实现，P型小矢量会使中点电容 C1充电、C2放电，而N型小矢量则效果相反。通过实时检测中点电压，并将其作为反馈信号，控制算法可以动态调整P型和N型小矢量的作用时间，从而主动控制中点电容的充放电，达到平衡的目的 。
例如，一种被称为“估算-仿真-校正”（Estimation-simulation-correction）的算法，通过在离线仿真中预先确定最佳调整因子k，然后根据中点电压和负载电流的实时状态，动态地校正冗余矢量的时间分配 。这种方法能够有效控制中点电位，且计算量相对较小。另外，通过在调制波中注入适当的零序电压分量，也可以控制流经中点的电流，以实现直流侧电容电压的平衡 。
2.1.2 现代高级控制算法
随着处理器性能的提升，更复杂的现代控制算法也开始应用于中点电位平衡。模型预测控制（Model Predictive Control, MPC）是其中的一种先进方法 。MPC的核心优势在于其多目标优化能力。它可以在每个开关周期内，基于对未来系统状态的预测，选择能够同时满足电流跟踪、中点电位平衡、最小化开关次数等多个目标的最佳开关矢量。这种方法能够更精确地处理系统中的非线性问题，为SiC等高动态器件的控制提供了理想的框架。其主要缺点是计算量大，对控制器性能要求较高。
2.2 硬件辅助平衡解决方案
硬件解决方案通过增加辅助电路来直接管理中点电容的电荷。虽然会增加成本和复杂度，但其平衡速度快、独立性强，且不依赖于主电路的调制策略。
最简单的无源硬件方法是并联电阻法。在直流侧电容两端并联高阻值电阻，当电压不平衡时，高压侧电容通过电阻泄放电荷的速度会快于低压侧，从而将电压拉回到平衡状态 。这种方法的优点是简单可靠，但缺点是电阻会产生持续的额外功耗，降低系统效率。
更高效的方案是有源辅助平衡电路 。这些电路通常采用双向Buck-Boost或H桥等拓扑，作为独立模块连接在中点和直流母线之间。当检测到中点电压不平衡时，辅助电路会启动，将多余的电荷从电压较高的电容转移到电压较低的电容，实现快速动态平衡。这种方法可以精确控制电荷转移，损耗小，对主电路运行影响小，但会增加硬件成本和系统的整体复杂性。在飞跨电容（FC）拓扑中，这种主动平衡电路尤其重要，因为它们可以确保飞跨电容在启动时被预先充电至安全电压，防止内桥臂器件承受过高的电压应力 。
第三章：SiC MOSFET在三电平拓扑中的应用与影响
SiC MOSFET以其卓越的性能，正在逐步取代传统的硅（Si）IGBT，成为新一代三电平拓扑中的首选器件 。然而，这种技术革新在带来巨大优势的同时，也对中点电位不平衡问题提出了新的挑战。
3.1 SiC MOSFET带来的革命性优势
3.1.1 卓越的开关性能与极低损耗
SiC MOSFET的物理特性使其具备极高的开关速度，其开关时间通常在数十纳秒量级，远快于IGBT。BASiC半导体的模块产品数据为这一特性提供了明确佐证。以BMF80R12RA3为例，其开通上升时间（tr）和关断下降时间（tf）均在数十纳秒量级（, page 3）。SiC器件的另一个关键优势是其 无尾电流特性，这使其在关断时的损耗（Eoff）远小于IGBT 。
更为重要的是，SiC MOSFET的体二极管（Body Diode）具有极低的反向恢复电荷（Qrr）和反向恢复能量（Err），这使得其反向恢复损耗几乎可以忽略不计 。在三电平NPC拓扑中，内桥臂器件的续流路径通常会经过其反并联的体二极管。因此，极低的反向恢复损耗使得SiC MOSFET特别适合在高频下频繁进行体二极管续流的内桥臂应用，能够显著降低总损耗。
为了更直观地展示这些器件的性能，倾佳电子整理了BASiC半导体不同系列SiC模块的关键参数对比：
表2：BASiC SiC MOSFET模块关键参数对比
参数
BMF60R12RB3 (34mm)
BMF80R12RA3 (34mm)
BMF120R12RB3 (34mm)
BMF160R12RA3 (34mm)
BMF360R12KA3 (62mm)
BMF540R12KA3 (62mm)
单位
IDnom
60
80
120
160
360
540
A
RDS(on)@25℃
21.2
15.0
10.6
7.5
3.7
2.5
mΩ
RDS(on)@175℃
37.3
26.7
18.6
13.3
6.4
4.3
mΩ
Rth(j−c)
0.70
0.54
0.37
0.29
0.11
0.07
K/W
QG
168
220
336
440
880
1320
nC
Eon@175℃
2.0
2.7
6.9
9.2
8.8
15.2
mJ
Eoff@175℃
1.0
1.3
3.5
4.5
4.6
12.7
mJ
Err@175℃
469.2
608.5
735
951
2.0
3.3
μJ/mJ
对34mm模块为μJ，对62mm模块为mJ。
3.1.2 提升系统性能与功率密度
SiC MOSFET的低损耗特性，允许其工作在更高的开关频率下，同时保持较低的结温。这为提高功率转换器的整体性能和功率密度提供了巨大空间 。更高的开关频率可以显著减小无源器件（如电感、电容）的体积和重量，从而实现整个系统的小型化。
BASiC半导体的应用仿真报告提供了有力的量化证据 。在针对一台20kW电焊机的仿真中，采用SiC MOSFET模块
BMF80R12RA3的系统，即使在高达80kHz的开关频率下，其总损耗仅为传统IGBT模块在20kHz下的约一半，系统效率则从IGBT的97.10%提升至98.68% 。在电机驱动应用中， BMF540R12KA3模块在12kHz开关频率下实现了99.39%的效率，而IGBT在6kHz下仅为97.25% 。
这些数据清晰地表明，SiC器件不仅能通过提高效率来节省能源，更能通过允许更高的开关频率来大幅缩小散热系统和无源元件，从而显著提高功率密度，为设计者提供了在效率、开关频率和电流能力之间进行灵活权衡的自由度 。
表3：SiC MOSFET与Si IGBT在三电平拓扑中的性能对比
应用场景
模块类型
型号
开关频率 (fsw)
散热器温度
单开关总损耗
整机效率
最高结温 (Tj)
电焊机仿真
SiC MOSFET
BMF80R12RA3
80 kHz
80℃
66.68 W
98.68%
-
IGBT
1200V 100A
20 kHz
80℃
149.15 W
97.10%
-
电机驱动仿真
SiC MOSFET
BMF540R12KA3
12 kHz
80℃
242.66 W
99.39%
109.49℃
IGBT
FF800R12KE7
6 kHz
80℃
1119.22 W
97.25%
129.14℃
焊机仿真为全桥拓扑，总损耗为单开关损耗的4倍，效率为H桥整机效率。电机驱动仿真为三相逆变，总损耗为单开关损耗的6倍。
3.2 SiC MOSFET带来的新挑战与中点电位不平衡的关联
尽管SiC MOSFET的性能优势显著，但其极高的开关速度也带来了新的设计挑战，这些挑战与中点电位不平衡问题密切相关。
3.2.1 高dv/dt与米勒效应（Miller Effect）
SiC MOSFET的超快开关速度（dv/dt可超过20kV/μs ）是其高效性能的基础，但同时也可能引发对桥臂器件的误导通（Miller Effect）。在半桥或三电平桥臂中，当一个器件关断时，其漏源电压（ VDS）迅速上升。这一陡峭的dv/dt会通过器件固有的栅-漏寄生电容$C_{gd}$产生一个米勒电流（Igd=Cgd×dv/dt），流向关断器件的栅极。如果此电流流经栅极驱动回路中的电阻，会在栅源端产生一个正向电压。当此电压超过器件的栅源阈值电压（VGS(th)）时，器件会意外导通，导致桥臂短路，即所谓的“直通”（Shoot-through）。
在三电平拓扑中，这种误导通不仅可能造成器件损坏，还会扰乱调制策略对中点电流的精确控制，加剧中点电位不平衡的随机性和不可预测性。此外，SiC器件的$V_{GS(th)}$还具有负温度系数，即结温升高时，$V_{GS(th)}$会下降 。这使得在高温工作条件下，器件更容易因米勒效应而发生误导通，尤其是在三电平拓扑中，由于热不平衡，温度较高的器件会率先达到临界点，形成一个加剧不平衡的恶性循环。
3.2.2 硬件设计与控制挑战
SiC MOSFET的高dv/dt还对其他硬件设计带来了挑战。快速的电压瞬变会在电机绕组、电缆绝缘和变压器上产生高应力，可能导致绝缘老化或损坏 。同时，高频 di/dt和dv/dt也加剧了电磁干扰（EMI）问题，需要更为精心的PCB布局和滤波设计 。这些挑战都与中点电位不平衡问题相互关联，共同构成了SiC三电平逆变器可靠性设计的关键。
3.3 应对SiC挑战的专用策略
为充分发挥SiC MOSFET的性能优势，并有效应对其带来的新挑战，需要从驱动、控制和拓扑层面采取协同策略。
3.3.1 智能门极驱动器（Active Gate Driver, AGD）
针对米勒误导通问题，智能门极驱动器（AGD）是目前最有效的硬件解决方案 。AGD的核心功能是 主动米勒钳位（Active Miller Clamp），其原理是在MOSFET关断后，当栅极电压降至某个预设阈值（如0V或-4V）时，驱动器会通过一个独立的低阻抗通路将栅极直接钳位到负电源。这为米勒电流提供了一条高效的泄放路径，从而有效防止栅极电压被抬升，避免误导通的发生 。
以BASiC半导体的BTD5350MCWR驱动芯片为例，其集成了主动米勒钳位功能，可以有效抑制因高dv/dt引起的栅极电压波动 。其双脉冲测试结果显示，在有米勒钳位功能的情况下，下桥臂的栅极电压被成功钳位在0V，而在无钳位功能时，则被抬高至2.8V，接近SiC的导通阈值，验证了其在抑制误导通方面的显著效果 。此外，更先进的AGD还能实现主动 dv/dt控制，通过动态调整栅极驱动电流来控制开关速度，在不显著增加开关损耗的前提下，平衡高效率、低EMI和高可靠性之间的矛盾 。
3.3.2 混合SiC/Si拓扑与控制策略
考虑到SiC器件的成本仍然高于Si-IGBT，**混合（Hybrid）**拓扑成为一种兼顾性能与成本的折中方案。例如，在三电平ANPC拓扑中，可以将损耗最大的高频开关器件替换为SiC MOSFET，而将损耗较小的低频开关器件保留为成本更低的Si-IGBT 。这种混合拓扑能够将大部分开关损耗转移到SiC器件上，从而显著提升系统效率，同时保持较低的总体成本 。
混合拓扑的挑战在于其控制的复杂性。由于SiC和Si器件的开关特性差异巨大，需要专门的调制策略和门极时序控制（如交错式栅极信号脉冲，staggered gate signal pulses），以确保SiC在高频下快速切换，而IGBT则在低频或准零电压开关（ZVS）条件下工作 。这种协同控制对于实现中点电位平衡和热管理至关重要，因为任何不恰当的控制都可能导致损耗分布不均，进而加剧不平衡。
第四章：综合研判与设计建议
4.1 综合考量：中点平衡、性能与成本的权衡
在三电平拓扑设计中，中点电位平衡、系统性能和成本是相互制约的三个关键因素。
纯Si方案：以IGBT为代表的纯Si方案，成本低、技术成熟，但受限于其开关速度，系统损耗高，开关频率低，难以实现高功率密度。其米勒效应相对较弱，中点电位不平衡问题也相对不突出，但仍需软件算法来维持平衡。
纯SiC方案：使用SiC MOSFET的纯SiC方案代表了性能的巅峰。其高效率、高开关频率和高功率密度是Si器件无法比拟的 。超高开关速度带来的高 dv/dt和米勒效应，放大了器件参数不一致对中点电位平衡的影响，需要更先进的智能驱动和控制算法来应对。
4.2 实践设计中的综合方法论
一个高可靠性、高性能的三电平逆变器设计，需要将硬件与软件的对策进行协同整合。
在硬件层面，首先应选择具备良好性能一致性、低杂散电感封装的功率模块，如BASiC半导体的Pcore™2 34mm和Pcore™2 62mm系列模块 。其次，必须采用具备主动米勒钳位等功能的智能门极驱动器，以有效抑制SiC器件带来的高 dv/dt挑战。此外，PCB设计应尽量对称，以减小寄生参数的非对称性，并优化散热设计，以控制各桥臂器件的热不平衡。
在软件层面，应采用能够动态调整冗余矢量作用时间的SVPWM算法，或采用具备多目标优化能力的高级控制算法（如MPC），通过闭环控制实时补偿中点电位偏差 。同时，控制算法应集成死区时间补偿功能，以抵消死区时间对中点电容充放电的非对称影响 。
这种软硬件协同设计的方法论，能够确保逆变器在各种工况下，都能够稳定、高效地运行，同时实现中点电位的精确平衡。
倾佳电子结论与展望
深圳市倾佳电子有限公司（简称“倾佳电子”）是聚焦新能源与电力电子变革的核心推动者：
倾佳电子成立于2018年，总部位于深圳福田区，定位于功率半导体与新能源汽车连接器的专业分销商，业务聚焦三大方向：
新能源：覆盖光伏、储能、充电基础设施；
交通电动化：服务新能源汽车三电系统（电控、电池、电机）及高压平台升级；
数字化转型：支持AI算力电源、数据中心等新型电力电子应用。
公司以“推动国产SiC替代进口、加速能源低碳转型”为使命，响应国家“双碳”政策（碳达峰、碳中和），致力于降低电力电子系统能耗。
需求SiC碳化硅MOSFET单管及功率模块，配套驱动板及驱动IC，请搜索倾佳电子杨茜
中点电位不平衡是三电平逆变器的固有挑战，其根本原因在于调制策略、器件和电路参数的非对称性以及负载条件的影响。传统的解决方案包括基于SVPWM的冗余矢量调整和硬件辅助平衡电路，在一定程度上解决了这一问题。
SiC MOSFET的出现为三电平拓扑带来了革命性的机遇。其极低的开关损耗和反向恢复能量，使得系统效率和功率密度得以显著提升，尤其在电焊机和电机驱动等高频应用中表现出巨大的性能优势。然而，SiC的超高开关速度也带来了高dv/dt和米勒效应等新挑战，这些挑战加剧了中点电位不平衡，需要更为先进的对策。
未来的解决方案将依赖于软硬件一体化的协同设计。硬件层面，以BASiC半导体的BTD5350系列为代表的智能门极驱动器将成为标配，通过主动米勒钳位等功能有效抑制误导通。同时，SiC器件的封装和模块设计将进一步优化，以降低寄生参数和热阻。软件层面，高级调制算法将集成更多自适应和闭环控制功能，如利用AI和机器学习来预测和补偿中点电位偏差，以充分释放SiC器件的潜能。随着SiC制造工艺的成熟和成本的下降，纯SiC方案将逐步成为主流，推动电力电子系统向着更高功率密度、更高效率和更高可靠性的方向迈进。
来源：杨茜碳化硅半导体
