摘要：绝缘栅双极型晶体管IGBT(insulated-gate bipolar transistor)在现代电力电子技术中应用广泛，在某些单个器件性能达不到设计要求的工作场合，IGBT的并联使用成为一种经济可行的方法。多模块IGBT并联应用可以简化电路结构，增大变流
IGBT并联应用均流控制技术综述
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绝缘栅双极型晶体管IGBT(insulated-gate bipolar transistor)在现代电力电子技术中应用广泛，在某些单个器件性能达不到设计要求的工作场合，IGBT的并联使用成为一种经济可行的方法。多模块IGBT并联应用可以简化电路结构，增大变流器输出功率，提高装置功率密度。IGBT并联应用过程中，器件本体的动、静态特性及结温的差异，驱动电路结构及功率回路不对称性，伴随IGBT长期使用出现的老化或失效等问题，都会引起并联IGBT支路电流的不均衡，影响系统的可靠性和稳定性。
对国内外IGBT并联应用所关注的研究热点进行了调研分析总结了IGBT并联动、静态电流不均衡产生的原理及影响，分析了电流均衡控制原理的差异。从功率回路均流控制和驱动回路均流控制两个方面，对IGBT并联应用均流控制的工作特峰性进行了分析总结和技术对比，并对IGBT并联均流技术的发展方向进行了展望。
随着现代电力电子产业的迅速发展，大功率电能变换系统对电流容量的需求日益提升。单个绝缘栅双极型晶体管IGBT(insulated-gate bipolar transistor)器件因其材料特性和制作工艺的约束，通流能力已接近正常应用的极限，进而无法满足更大电流容量的应用需求。考虑到系统成本、驱动电路复杂性和硬件结构的简化，多个IGBT直接并联应用成为一种提升变流系统传输容量的有效方法[1]。多个IGBT并联运行时，功率回路结构是否对称，驱动信号是否一致，各并联IGBT的特性参数以及结温变化是否趋近，都会影响其处于通态和开关瞬态时集电极电流的一致性，即引发IGBT静态和动态的不均流问题[2]。因此，确保各并联支路IGBT静态和动态电流的均衡是IGBT并联应用的关键。
静态不均流主要指各并联IGBT在通态时由于输出特性和结温的差异及支路阻抗的不一致，使得负载电流在各并联IGBT上的分布不均衡；动态不均流主要指各并联IGBT开通和关断过程开始的时刻以及对应过程中，集电极电流变化速率的不一致致使部分IGBT承受较大的电流应力。为抑制并联IGBT间的不均流现象，国内外研究者提出了不同的均流控制方法，按照均流控制的路径，这些方法可分为功率回路均流控制和驱动回路均流控制两类。功率回路均流控制主要通过调整功率回路结构或引入额外的阻抗以及利用热网络分析改善硬件设计，进而增强并联IGBT间或IGBT内部芯片间的电热参数的一致性，或尽可能弱化参数不一致所带来的影响；驱动回路均流控制主要通过采用一定的辅助电路及控制策略，调整门极的控制信号进而间接影响IGBT的集电极电流特性。
由于实际应用场合的多样性，需选择合适的IGBT均流控制方法以满足并联系统的电流容量需求，权衡各控制方法在均流效果、损耗和电路复杂程度等因素下的原理及特点是必要的。本文根据近年来国内外对IGBT并联应用均流控制方法的研究，首先从IGBT并联静、动态电流不均衡的原理分析及其影响因素进行阐述，随后从功率回路均流控制和驱动回路均流控制两个方面说明IGBT均流控制方法的研究现状及其原理、特性，并对其进行归纳总结和对比展望。
01 静动态均流原理及其影响因素
1.1 静态均流及其影响因素
静态均流问题可以归结至并联IGBT的输出特性或饱和压降上，以两个IGBT直接并联为例说明其静态均流特性，图1为两并联IGBT输出特性曲线及其简化等效电路示意。
(a)输出特性曲线
(b)简化等效电路
图1.并联IGBT及其输出特性
图1中，VCE(sat)1和VCE(sat)2分别为两个并联IGBT中Q1和Q2在饱和区下的集电极电压，由于饱和压降较低时IGBT的输出特性为非线性，而在饱和压降较高时近似呈线性，因此可以得到Q1和Q2的输出特性[3]为：
式中：Vo1和Vo2分别为Q1和Q2输出特性曲线线性化后与VCE轴的交点，即开启电压，r1和r2分别为Q1和Q2的通态电阻；IC1和IC2分别为Q1和Q2的集电极电流；ICtot为Q1和Q2的集电极电流之和。由于Q1和Q2为并联关系，存在数学关系：V CE(sat)1=VCE(sat)2=VCE(sat)，结合式(1)定义IGBT并联时的静态电流不均衡度，即：
由于并联时通常会选取同一批次的IGBT，其开启电压Vo较为接近，一般情况下可认为Vo1≈Vo2，继而可将式(2)简化为：
其中，r1和r2表征着IGBT中Q1和Q2的饱和压降，可知饱和压降对静态均流特性有重要影响。通过对IGBT的饱和压降构成进一步分析，可以了解到结温对IGBT并联静态均流特性的影响图，即：
式中：RM为IGBT的通态电阻;Rch为沟道电阻;Ra为积累层电阻、Rj为JFET电阻;Repi为外延层电阻。其中，Ra和Rj与器件的制造工艺有关Repi会随器件结温的升高而略有增大，Rch作为通态电阻，主要受门极导通电压和结温的影响，即：
式中：L为IGBT的沟道长度;Z为单位面积的沟道宽度;μns为沟道反型层电子的迁移率;Cox为单位面积的栅氧化层电容;VG,on为导通时对应的驱动电压;VGE(th)为IGBT的开通阈值电压。
沟道反型层电子的迁移率μns是关于结温Tj的减函数，即：
式中:T0和m均为常数
由式(4)~式(6)可知，随着IGBT结温的升高，其通态电阻会增大进而导致其集电极电流减小，使得通态电阻较小的IGBT流过更多电流，经过累积后在各并联IGBT的通态损耗和老化程度上产生进一步的差异，对此问题，近年来各IGBT厂商如英飞凌、ABB等推出了具有正温度系数PTC(positive temperature coefficient)的IGBT以抑制并联应用时静态电流的不均衡现象。
IGBT并联应用时静态电流的不均衡可归咎于饱和压降的不一致，器件自身的输出特性、结温和外部电路阻抗的不一致都将对并联IGBT的饱和压降产生影响，最终导致负载电流在各并联IGBT上分布不均。在实际应用中，影响并联IGBT饱和压降进而引发静态电流不均衡的因素如表1所示[5]。
1.2 动态均流及其影响因素
IGBT并联时动态不均流现象的主要表现为并联IGBT开通、关断过程起始时刻的不一致或集电极电流在开通、关断过程中变化速率的不一致。其中，IGBT开通、关断过程起始时刻的不一致通常源于门极驱动信号或门极驱动回路参数的不一致，集电极电流在开通、关断过程中变化速率的不一致则与器件内部参数及门极驱动电压有关[6-7]。
表1.IGBT并联时静态均流影响因素
以IGBT的开通过程为例，IGBT在该过程中存在开通延迟时间td(on)，它对应IGBT的门极电压由关断时的稳态值达到导通阀值所经过的时间[8]，即
式中：RG,on和Rint分别为门极驱动电阻和IGBT内部的门极电阻;Cies为IGBT的输入电容;VG,on和VG,off分别为门极驱动电路开通和关断时输出的稳态电压;VGE(th)为IGBT的导通阀值电压。门极驱动电阻及输出电压、IGBT内部的门极电阻、IGBT结电容以及导通阀值电压的差异都会对并联IGBT开通过程起始时刻的一致性产生一定影响，此外，开通延迟时间td(on)还会随着结温Tj的升高而增大。
在IGBT开通延迟结束后，集电极电流开始上升，其上升速率可表示为：
式中：lc为集电极电流；VGE为门极电压;gm为等效跨导，与IGBT自身参数以及门极电压有关，可知其对动态均流存在影响。
与开通过程类似，IGBT的关断过程也与上述参数存在一定关联。IGBT自身参数以及门极驱动电压都会对并联IGBT的开关过程起始时刻和电流变化速率的一致性产生影响。另外，对于单个IGBT，其内部布局(如引入开尔文发射极)会影响各并联芯片的电流均衡回，这意味着包括IGBT在内的功率模块内部需要更加合理的布局以确保并联芯片间电流的均衡分布[10]。IGBT并联时影响其动态均流特性的因素如表2所示[5]。
表2.IGBT并联时动态均流影响因素
由以上分析可知，IGBT自身特性及其结温、门极驱动电路与功率回路布局以及负载特性都将对IGBT并联应用时的均流特性产生影响，因此，在未采取任何功率回路、驱动回路和散热设计方面的优化时，通常要对并联IGBT进行降额计算及降额应用，即通过降低流经并联IGBT的负载电流上限以妥协性地确保系统的稳定运行。
不同数目的IGBT并联并满足一定的静态和动态均流特性时，由于静态降额因子取值普遍高于动态降额因子，因此在考虑并联系统的降额时可以优先考虑静态降额因子[11]，并联IGBT运行在安全工作区内时，通过并联IGBT数目n、单个IGBT的集电极电流额定值IC(nom)以及平均电流IC(ave)，可以得到并联IGBT总电流上限∑I[12]，即：
式中，IC(max)为并联IGBT中承受最大电流应力的IGBT对应的集电极电流。
为尽量减少降额对各并联IGBT性能的限制，针对复杂且多样的影响因素，在确保选用同一型号、批次及相近正温度特性IGBT的前提下，还需要采取合适的均流控制方法。
02 功率回路均流控制
功率回路的设计是IGBT并联应用中至关重要的一步，通过对每个并联IGBT的外围功率回路引人无源器件或优化功率回路布局来提高并联系统各支路参数的一致性，以达到降低静、动态电流的不均衡度的目的。以IGBT并联应用为前提进行功率回路设计时，通常会带有一定的妥协性，需要在各支路电流均衡度和达到相应均流指标而引入的损耗等方面进行考量。
在优化并联IGBT功率回路布局方面，阻抗匹配对IGBT并联应用中电流分布的影响需要重点考虑[13]。研究构建功率回路间分布参数模型的等效电路，设计了不同的功率回路连接方式进行性能比较测试，如图2所示。在并联IGBT支路间门-射极阻抗Zge和集-射极阻抗Zce差异较小的两种结构(图2(b)和(d))下，各并联IGBT的门极电压差异较小，并联系统拥有更好的均流特性。研究显示，图2(d)结构具有更好的动、静态均流特性，虽然在实际中较难实现。
并联IGBT发生短路时的负载对称连接的均流问题，也需要特别考虑。基于3D数学模型及仿真，研究非对称负载连接下功率回路中电感分布对均流特性的影响，通过改进交流侧连接端子结构的设计使其增加了额外的连接，进而有效降低了交流侧的杂散电感，使得短路工况下并联IGBT的电流分配得到优化，通过后续短路工况的仿真可知，增加接触面积，采用更小的电流回路连接能够有效抑制短路工况时的电流不均衡[14]。
在设计功率回路的布局时，通常会受到许多实际条件的约束使并联系统无法在电流通路和空间电磁场方面达到完全对称[15-16]，引人额外的无源器件进行阻抗匹配或抑制各支路在开关过程中集电极电流的变化速率成为了一种辅助性措施……
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上一篇我们分析了《I-NPC三电平电路的双脉冲与短路测试方法》，对于T-NPC拓扑来说也是类似的，我们接着来看。
1 T-NPC三电平电路的换流方式与双脉冲测试方法
由于技术的发展和应用的需要，T型三电平应用越来越广，我们开发了IGBT7 1200V 62mm共发射极模块，最大规格电流为800A，以及PrimePACK™3+封装的的共集电极模块，规格为2400A/1200V，采用了IGBT7大功率芯片，单桥臂即可实现兆瓦级功率。而中小功率Easy封装则单模块集成了T型三电平的桥臂供选择。本文从分析T-NPC三电平电路的换流入手，介绍了双脉冲与短路测试技术，对电路设计和验证有参考价值。
下文将采用基于62mm的T-NPC系统给出测试波形。
图1 T-NPC三电平桥臂
图2 T-NPC三电平桥臂输出电压电流波形
图2所示为T-NPC桥臂在输出功率因数为零时一个工频周期内输出电压及电流的波形，二者相位差为90度，一个周期可分为ABCD段，包含T-NPC电路工作的四种换流方式。
A时段（V>0,I>0）与C时段（V
图3 T1与D3换流及DPT方法
图4 T4与D2换流及DPT方法
对A时段进行DPT，具体设置见下表：
对C时段进行DPT，具体设置见下表：
图5图6所示为应用FF600R12KE4+FF600R12KE4_E的DPT实测波形。
图5 T4关断，VDC=425V，Ic=600A
图6 T4开通，D2反向恢复，VDC=425V，Ic=40A
B时段（V>0,I0）为互补的整流工况，此时电流与电压方向相反，换流回路如图7图8虚线所示。
图7 T3与D1换流及DPT方法
图8 T2与D4换流及DPT方法
对B时段工况进行DPT，具体配置如下图：
对D时段工况进行DPT，具体配置如下表：
图9与图10是模拟D时段工况进行测试的示例波形：
图9 T2关断，VDC=425V，Ic=600A
图10 T2开通，D4反向恢复，VDC=425V，Ic=40A
值得说明的是，T-NPC桥臂横管关断的平台电压为半母线电压，竖管在正常开关时序下关断的平台电压也为半母线电压，上述双脉冲测试方法也是模拟半母线的工况。但在实际应用过程中如果出现异常封波横管先关断则竖管会直接换流，竖管关断时承受的电压变为全母线电压，在测试中也可以模拟此种极端工况进行双脉冲测试（同两电平电路双脉冲测试配置）……
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耗时两个月，今天终于完成了《基于STM32的智能语音家居》这个综合实例，现在对该实例实现的功能和知识点进行一下梳理。
一个主控板，三个节点，采用分布式网络，各个子板可以与设备就近连接，比如：控制窗帘的4号板（地址为0x0004），可以布置在窗户旁，靠近窗帘的位置；
主控板上连接有LD3320语音模块，通过语音指令可以控制三个子板上的设备动作；
主控板上可以显示地址为0x0004的ZigBee模块对应子板上光照传感器的值；
子板上按键可以控制自己板子上的模块，相当于手动操作开关设备，比如：按键1可以控制电灯的开关、按键2可以控制门的开关、按键3可以控制窗帘的开关；
OLED在主控板上，用于显示接收到的光度值和灯、门和窗帘的开关状态。
具体配置参数预定义如下：
模块串口通信的波特率为：115200。地址0x0000为自己本身，地址0xFFFF为广播地址。
本实例的代码只使用了源端口号为A1、A3、A5、A8四个指令，其他指令各位可以在我提供的源码基础上自由扩展。
包括如下模块：
LD3320模块LD3320语音模块原理图
OLED显示OLED模块原理图
ZigBee模块原理图
本节点为ZigBee模块地址为0x0002的底板，这个板子上主要使用继电器模块。
继电器模块原理图
当RELAY引脚为低电平的时候，三极管导通，继电器吸合，灯点亮；当RELAY引脚为高电平的时候，三极管截止，继电器无动作。
继电器模块可以实现弱电控制强电的功能，比如控制电灯、洗衣机、微波炉、电加热器等家用电器的开关。
节点2：门本节点为ZigBee模块地址为0x0003的底板，这个板子主要实现对舵机模块的驱动，用于模拟门的开关。
本节点为ZigBee模块地址为0x0004的底板，这个板子主要实现对步进电机的驱动，用于模拟窗帘的开关。
原理图
本文实例，JP8中的VS引脚与VCC5V两个引脚短接。
板子上还有一个GY-302数字光照传感器，其原理图如下：
ADDR引脚通过R36的10K电阻接地，R35电阻不焊接……
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大家好，我是痞子衡，是正经搞技术的痞子。今天痞子衡给大家分享的是利用IAR自带CRC完整性校验功能的一次实践(为KBOOT加BCA)。
痞子衡之前写过两篇关于IAR中自带CRC校验功能的文章 《在IAR开发环境下为工程开启CRC完整性校验功能的方法》、《探析开启CRC完整性校验的IAR工程生成.out和.bin文件先后顺序》，算是把这个功能细节介绍得比较清楚了，但是俗话说得好，理论懂得再多，不能用于实践那等于没学。今天痞子衡就利用这个功能来解决一个实际需求：
说起这个需求，记得那是2014年的第一场雪，那时候痞子衡正在飞思卡尔软件组参与Kinetis Bootloader项目（简称KBOOT）的研发，痞子衡为这个项目写过一些文章，详见 《飞思卡尔Kinetis系列MCU开发那些事》 里的启动篇系列，Kinetis是飞思卡尔当时主推的Cortex-M微控制器，KBOOT就是为Kinetis设计的全功能Bootloader，这可能是嵌入式世界里第一个精心设计的通用架构Bootloader。这个Bootloader包含一个用户配置功能（BCA），简单说就是在用户Application的偏移0x3c0 - 0x3ff这16个word存放一些Bootloader配置，当Bootloader运行时会先尝试从Application区域读出这16个word，获取用户配置（超时时间、外设类型、id、速度选项等），然后根据用户配置再去启动或升级用户Application。
CRC完整性校验功能占据了BCA里的12个byte，是一个很重要的Bootloader特性，其完整功能详见 《KBOOT特性(完整性检测)》，今天痞子衡要说的需求就是直接在Application工程编译时生成包含正确CRC相关参数的BCA，而不是像以前那样在最终binary文件里二次编辑添加。
我们以MK64FN1M这颗芯片为例，下载它的软件包，软件包里有KBOOT及其示例Application，找到 \SDK_2.8.2_FRDM-K64F\boards\frdmk64f\bootloader_examples\demo_apps\led_demo_freedom_a000\iar 下的Application工程，工程源文件 startup_MK64F12.s 里定义了
__bootloaderConfigurationArea，但是CRC区域是全0xFF（即没有使能），编译生成的bin文件里CRC区域也是全0xFF，我们要做的就是填入正确的CRC。
2.1 确定匹配的CRC算法参数设置
在KBOOT用户手册里可以找到其CRC具体算法，它使用的是比较主流的CRC32-MPEG2分支，具体参数如下表所示：
为了方便核对结果，痞子衡找了一个在线CRC计算的网站，利用这个网站，设置与KBOOT一致的CRC参数（下图红色框内），然后我们选取led_demo_freedom_a000.bin的前16个字节（下图蓝色框内）作为测试数据输入，点击Calculate CRC按钮生成结果0x8D96BDF0（下图紫色框内）。
在线网站：http://www.sunshine2k.de/coding/javascript/crc/crc_js.html
Copy
我们现在回到led_demo_freedom_a000工程，在Linker/Checksum下，使能CRC功能，为了与上述测试一致，CRC计算范围设为 0xa000 - 0xa00f（因为程序起始链接地址是0xa000，所以也就是最终.bin里的前16个字节）。查阅IAR development手册，做了如下CRC算法参数设置，编译工程得到结果也是0x8D96BDF0，因此CRC设置是匹配的。
2.2 填充BCA的首次尝试
确认了CRC设置，现在就是修改源代码了，在BCA的CRC区域里将初始的0xFF值全部更换为真实的CRC设置值__checksum、__checksum_begin、__checksum_end，代码简单修改如下。重编工程后查看.bin文件，发现起止范围两个参数是对的，但是CRC校验值并不对，填成了0x0000a7fc，查看map文件得知这是__checksum的链接地址，并不是__checksum的值。想想也是，CRC校验值是链接生成bin后才计算的，但源文件是在链接前编译的，不可能在编译时得到链接后的结果。
Note: 上图中有笔误，左边汇编代码第306行应更改为(__checksum_end - __checksum_begin + 1)，因为这是crcByteCount，下同。
2.3 填充BCA的最终方案
首次尝试失败，事情远没有想象得那么简单，我们需要在工程链接文件上动心思，要直接把__checksum链接到BCA里的具体偏移位置。因此startup_MK64F12.s 里
__bootloaderConfigurationArea从crcExpectedValue及其之后全部去掉，并且__FlashConfig也实际不需要（仅对于链接在0地址才有效，这是Kinetis特性）。
然后我们需要重新在main.c里定义一个bca常量数组，把除crcExpectedValue之外缺失的BCA数据全部放进去……
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来源：图图k科技君
