摘要：倾佳电子（Changer Tech）是一家专注于功率半导体和新能源汽车连接器的分销商。主要服务于中国工业电源、电力电子设备和新能源汽车产业链。倾佳电子聚焦于新能源、交通电动化和数字化转型三大方向，并提供包括IGBT、SiC MOSFET、GaN等功率半导体器件
倾佳电子面向中压直流应用的10kV SiC模块化直流不间断电源设计与分析
倾佳电子（Changer Tech）是一家专注于功率半导体和新能源汽车连接器的分销商。主要服务于中国工业电源、电力电子设备和新能源汽车产业链。倾佳电子聚焦于新能源、交通电动化和数字化转型三大方向，并提供包括IGBT、SiC MOSFET、GaN等功率半导体器件以及新能源汽车连接器。
倾佳电子杨茜致力于推动国产SiC碳化硅模块在电力电子应用中全面取代进口IGBT模块，助力电力电子行业自主可控和产业升级！
倾佳电子杨茜咬住SiC碳化硅MOSFET功率器件三个必然，勇立功率半导体器件变革潮头：
倾佳电子杨茜咬住SiC碳化硅MOSFET模块全面取代IGBT模块和IPM模块的必然趋势！
倾佳电子杨茜咬住SiC碳化硅MOSFET单管全面取代IGBT单管和大于650V的高压硅MOSFET的必然趋势！
倾佳电子杨茜咬住650V SiC碳化硅MOSFET单管全面取代SJ超结MOSFET和高压GaN 器件的必然趋势！
1. 系统架构与中压功率变换拓扑选型
1.1. 中压AC-DC变换的技术挑战
随着数据中心、先进制造业和可再生能源发电场对电力需求的不断攀升，直接从中压（MV）电网获取电能已成为一种必然趋势。本项目旨在为10kV交流输入设计一套高可靠性的直流不间断电源（UPS）系统，该电压等级明确属于中压范畴 。传统的中压变换方案通常依赖于大型、笨重且效率偏低的工频变压器（LFT）配合整流桥 。这类方案不仅占地面积巨大，增加了基础设施成本，更重要的是，其动态响应慢，缺乏现代智能电网所需的精细化可控性，难以适应快速变化的负载和电网条件 。
因此，现代高压直流（HVDC）或更准确地说是中压直流（MVDC）电源系统的核心目标是构建一个“无变压器化”的电力电子变换系统 。通过采用先进的功率半导体器件和变换器拓扑，可以直接将中压交流电转换为稳定的中压直流电，从而显著提升系统的功率密度、效率和动态性能。这不仅是技术上的演进，更是满足未来能源基础设施需求的关键一步。本设计的核心目标便是建立一个稳定的中压直流母线，为关键负载提供不间断、高质量的直流电源。
1.2. 现代中压变换器拓扑的比较评估
为了实现从10kV交流电网到中压直流母线的高效、高密度转换，必须对当前主流的电力电子拓扑进行严格的评估和筛选。
1.2.1. 固态变压器 (SST)
固态变压器（Solid-State Transformer, SST）是一种极具吸引力的技术，它使用高频变压器替代工频变压器，从而大幅减小系统的体积和重量 。SST通常采用多级变换结构，例如，先将中压交流整流为中压直流，再通过高频DC-DC环节进行隔离和电压变换。尽管SST在减小占地面积方面优势显著，但其在实际应用中面临严峻挑战。特别是在高压应用中，每个高频隔离变压器都需要承受极高的绝缘应力，这不仅增加了设计和制造的复杂性，还可能因绝缘层加厚而导致热阻增加，从而限制了模块的功率等级和散热能力 。此外，多个变换级的级联也可能对系统总效率和控制复杂度带来负面影响。
1.2.2. 级联H桥 (CHB) 整流器
级联H桥（Cascaded H-Bridge, CHB）拓扑因其高度模块化的结构，成为实现无变压器并网的常用方案之一 。通过将多个低压H桥单元串联，CHB可以直接接口高压电网，并合成出高质量的正弦输入电流。然而，CHB拓扑的一个固有难题在于如何处理每个子模块直流侧的二次谐波功率脉动 。这个功率脉动会导致子模块的直流母线电容上产生显著的电压纹波，为了将其抑制在可接受范围内，通常需要配置体积庞大且成本高昂的直流支撑电容，这在一定程度上削弱了系统在功率密度方面的优势。
1.2.3. 模块化多电平换流器 (MMC)
模块化多电平换流器（Modular Multilevel Converter, MMC）是近年来在高压直流输电（VSC-HVDC）领域取得巨大成功的革命性拓扑 。MMC由多个相同的、可级联的子模块（Sub-Module, SM）构成，通过控制投入和切除的子模块数量，能够合成出近乎完美的正弦电压波形，其谐波含量极低 。这一特性使得MMC系统几乎不需要庞大的交流侧滤波器。更重要的是，MMC的能量存储分布在所有子模块的电容中，避免了对一个集中的、高压大容量直流母线电容的依赖，这极大地增强了系统的可靠性和故障穿越能力 。其卓越的模块化特性、可扩展性、低开关损耗和优异的输出波形质量，使其成为中高压大功率变换应用的首选方案。
1.3. 拓扑推荐与论证：选择模块化多电平换流器 (MMC)
经过对上述拓扑的全面分析，模块化多电平换流器（MMC）被选定为构建此10kV直流不间断电源系统的最优拓扑。
选择MMC的理由是多方面的，并且是基于系统级的综合考量。对于一个UPS系统而言，其首要任务是保证供电的连续性和可靠性，任何中断都可能导致巨大的经济损失 。因此，拓扑的选择不能仅仅局限于效率和功率密度等常规指标，更必须将系统的可靠性、可用性和容错能力作为核心评判标准。
MMC的结构天然地契合了这一核心需求。它由大量相同且相对独立的子模块构成 ，这种分布式结构为实现N+X冗余提供了最直接、最有效的途径 。在一个设计良好的MMC系统中，单个或少数子模块的故障不会导致整个系统的崩溃。故障子模块可以被迅速识别并旁路，同时冗余子模块被激活投入运行，整个过程对负载供电的影响微乎其微，从而确保了系统的高可用性 。相比之下，尽管CHB也具备模块化特性，但其各模块间在处理二次功率脉动方面相互独立，对大电容的依赖性更强 。而SST的级联结构中，某些关键环节的故障可能引发连锁反应，导致整个系统停机 。
因此，MMC不仅在电气性能（如高效率、低谐波）上表现出色，更在系统韧性和可靠性这一UPS应用的关键维度上拥有无可比拟的优势。这种内在的结构健壮性，是其成为本次设计不二之选的根本原因。
表1：中压AC-DC变换器拓扑性能对比分析
性能指标
工频变压器+整流器
级联H桥 (CHB)
固态变压器 (SST)
模块化多电平换流器 (MMC)
功率密度
非常低
中等
高
高
效率
低
高
中等到高
非常高
模块化/可扩展性
差
非常好
好
非常好
容错能力
差
好
中等
非常好
控制复杂度
低
高
非常高
非常高
输入电流THD
高（需滤波器）
非常低
低
非常低
UPS应用适宜性
差（笨重、低效）
好（但需大电容）
中等（绝缘挑战）
优异（高可靠性）
2. BMF240R12E2G3 SiC功率模块的特性分析
选定的核心功率器件——基本半导体（BASIC Semiconductor）的BMF240R12E2G3 SiC MOSFET模块，是整个系统设计的基石。其性能参数直接决定了子模块的设计、系统的效率、热管理的方案以及最终的功率密度。因此，对该模块进行深入、细致的特性分析至关重要。
2.1. 关键数据手册参数审阅
根据该模块的初步数据手册 ，可以提取出其核心电气与热学参数，如下表所示。
表2：BMF240R12E2G3 SiC模块关键参数
参数
符号
典型值/最大值
测试条件
漏源击穿电压
$V_{DSS}$
1200 V
-
连续漏极电流
$I_{D}$
240 A
$T_{H}=80^{\circ}C$
典型导通电阻
$R_{DS(on).typ}$
$5.5 m\Omega$
$T_{vj}=25^{\circ}C, V_{GS}=18V$
开通开关能量
$E_{on}$
$7.4 mJ$
$T_{vj}=25^{\circ}C, V_{DS}=800V, I_{D}=240A$
关断开关能量
$E_{off}$
$1.8 mJ$
$T_{vj}=25^{\circ}C, V_{DS}=800V, I_{D}=240A$
结到壳热阻
$R_{th(j-c)}$
0.09 K/W (Max)
每个开关
推荐开通栅压
$V_{GS(on)}$
+18V... +20V
-
推荐关断栅压
$V_{GS(off)}$
-4V... 0V
-
2.2. 性能曲线与温度依赖性分析
数据手册中的性能曲线图 揭示了该模块在不同工作条件下的行为特性，这对于精确的损耗建模和系统设计至关重要。
导通电阻的温度特性：图6显示，$R_{DS(on)}$ 具有明显的正温度系数。在结温从25°C上升到175°C时，其值大约从 $5.5 m\Omega$ 增加到 $10.0 m\Omega$。这一特性对于并联应用非常有利，可以帮助实现芯片间的电流自均衡，防止热失控 。然而，在进行最坏情况下的导通损耗计算时，必须采用最高工作结温下的 $R_{DS(on)}$ 值 。
开关能量的温度特性：图13显示，随着结温的升高，开通能量（$E_{on}$）有轻微下降的趋势（从25°C的7.4 mJ下降到150°C的5.7 mJ），而关断能量（$E_{off}$）则相对稳定。这是SiC MOSFET器件的典型行为，与硅基IGBT有显著不同，必须在损耗模型中予以考虑 。
栅极阈值电压：该模块具有较高的典型阈值电压（$V_{GS(th).typ}=4.0V$），这为器件提供了良好的抗噪声干扰能力。在MMC子模块这种高 $dv/dt$ 的开关环境中，高阈值电压可以有效防止由米勒电容引起的误开通，增强了系统的运行稳定性。
2.3. 对系统设计的影响与考量
对BMF240R12E2G3模块的深入分析揭示了几个关键的设计权衡点，这些权衡直接影响系统的最终性能、成本和功率密度。SiC器件的核心优势之一是其高速开关能力，这使得设计者可以通过提高开关频率来减小系统中无源元件（如MMC的桥臂电感）的体积和成本 。然而，这种优势并非没有代价，它与系统的热管理设计构成了紧密的制约关系。
系统的总开关损耗与开关频率成正比，其关系式为 $P_{sw} = (E_{on} + E_{off}) \times f_{sw}$。利用数据手册在150°C下的数据 ，每个开关器件的开关损耗为 $P_{sw} = (5.7\text{mJ} + 1.7\text{mJ}) \times f_{sw} = 7.4\text{mJ} \times f_{sw}$。假设子模块的开关频率（即载波频率）设定为10 kHz，则每个开关的开关损耗为 $7.4 \times 10^{-3} \times 10 \times 10^3 = 74$ W。这部分损耗与导通损耗叠加，共同构成了器件的总发热量，必须通过散热系统有效导出。
如果为了进一步减小桥臂电感的尺寸而将开关频率提高到20 kHz，开关损耗将翻倍至148 W。这一增量将极大地增加散热系统的负担，可能导致所需的散热器体积和成本急剧上升，甚至迫使设计从强制风冷转向更复杂、更昂贵的液体冷却方案。
这就揭示了一个关键的设计闭环：开关频率的选择直接影响无源元件的尺寸，但同时决定了开关损耗的大小，进而决定了热管理方案的复杂度和成本，最终共同影响系统的整体功率密度和造价。因此，SiC器件的“高频”能力并非可以无限制利用的“免费午餐”，必须在电感尺寸、系统效率和散热成本之间进行精细的权衡与优化。这是一个超越器件层面、需要在系统层面进行决策的关键问题。
3. MMC主整流级设计
基于对系统架构和核心功率器件的分析，本节将对MMC主整流级的关键参数进行详细设计与计算。
3.1. 系统级参数化
输入电压：10 kV AC（线电压，RMS）。对应的峰值相电压为 $V_{ph,pk} = (10\text{kV} / \sqrt{3}) \times \sqrt{2} \approx 8165$ V。
中压直流母线电压 ($V_{dc}$)：为了确保MMC能够有效地控制交流侧电流并具备一定的动态裕量，直流母线电压必须高于交流输入线电压的峰值（$10\text{kV} \times \sqrt{2} \approx 14.14\text{kV}$）。考虑到控制裕度和故障穿越能力，并参考相关高压变换器的设计实践 19，选择一个标称值为 20 kV 的直流母线电压。该电压水平在子模块数量和系统动态性能之间取得了良好的平衡。
子模块电容电压 ($V_{sm}$)：基于BMF240R12E2G3模块1200 V的额定电压（$V_{DSS}$），为保证长期运行的可靠性，采用1.5倍的降额系数。因此，选定子模块的标称工作电压为 800 V。
每臂子模块数量 (N)：MMC每个桥臂串联的N个子模块需要共同承担并合成出直流母线电压。因此，每臂所需的正常工作子模块数量为 $N = V_{dc} / V_{sm} = 20,000\text{V} / 800\text{V} = 25$ 个。
冗余设计：为了满足UPS系统的高可靠性要求，必须引入冗余设计。采用N+1的冗余方案，即在每个桥臂额外增加一个子模块作为备份9。因此，每个桥臂实际配置的物理子模块总数为 N = 26 个。
桥臂电感 ($L_{arm}$)：桥臂电感是MMC的关键组件，其主要作用包括：限制子模块投切时产生的高频电流、抑制相间环流、以及在直流侧发生短路故障时限制故障电流的上升速率 。电感值的选择是一个权衡过程：较大的电感值能更好地抑制环流和故障电流，但会增加体积、成本和损耗。通常，其感值选取在系统阻抗基准的10-15%范围内。详细的计算将基于环流抑制要求和故障电流限制进行。
3.2. 子模块 (SM) 拓扑与设计
拓扑选择：在半桥子模块（HBSM）和全桥子模块（FBSM）之间，本项目选择采用全桥子模块（FBSM）拓扑。尽管FBSM需要使用四倍于HBSM的开关器件（即每个FBSM需要两个BMF240R12E2G3模块），成本更高，但它带来的系统级优势是决定性的。FBSM最关键的特性是具备直流故障清除能力 。当直流母线发生短路时，FBSM可以通过控制产生一个与故障电流方向相反的电压，从而有效阻断从交流侧馈入的故障电流。对于一个连接了大型电池储能系统的UPS而言，这一功能对于保护整个系统的安全至关重要。
子模块电路设计：每个FBSM将由两个BMF240R12E2G3半桥模块构成。电路板设计将集成直流支撑电容、用于故障时快速隔离的旁路电路（通常由一对反并联的晶闸管实现）、以及精确测量电容电压的传感电路。
直流支撑电容选型：子模块电容的容值是MMC设计的核心之一。其大小直接影响子模块的电压纹波，进而影响系统的稳定性和输出波形质量。电容容值需根据桥臂电流的基频和二次谐波分量，以及允许的最大电压纹波（例如，
栅极驱动器架构：为充分发挥SiC模块的高速开关性能，必须设计专用的高性能栅极驱动器。设计时需重点关注以下几点：
驱动电压：提供数据手册推荐的+20V开通电压和-5V关断电压，以确保完全导通并有效防止误开通 。
低环路电感：通过优化PCB布局，使驱动器输出到SiC模块栅源极的环路电感最小化，以抑制高频振荡，实现清晰、快速的开关瞬态 。
高抗扰度 (CMTI)：驱动器必须具有极高的共模瞬态抗扰度，以抵抗子模块在开关过程中产生的高 $dv/dt$ 通过寄生电容耦合回驱动侧，从而避免逻辑混乱或驱动芯片损坏 21。
保护功能：集成快速的短路保护功能，如退饱和（DESAT）检测，以便在发生过流时能及时关断器件，保护昂贵的SiC模块。
选择FBSM拓扑的决策，其深远影响超越了子模块本身。它对整个UPS系统的架构和安全性产生了级联的正面效应，尤其是在与电池储能系统（BESS）的集成方面。首先，如前所述，FBSM的核心优势在于其直流故障阻断能力 。当20kV直流母线发生短路故障（如电缆绝缘击穿）时，MMC的六个桥臂可以通过控制其FBSM产生反向电动势，从而有效隔离交流电网，阻止巨大的短路电流从电网侧灌入故障点。
现在，从BESS的角度考虑这一场景。BESS是一个巨大的能量源，通过一个DC-DC变换器连接到同一个20kV母线上。如果主整流器采用的是不具备故障阻断能力的HBSM，那么一旦直流母线短路，BESS将通过DC-DC变换器向故障点 uncontrollably 放电。要切断这种高达20kV的直流大电流，需要依赖极其快速、昂贵且技术复杂的高压直流断路器。
而采用了FBSM之后，系统安全策略就形成了“纵深防御”。MMC主整流器构成了第一道防线，它能主动隔离交流侧的故障馈入。这极大地减轻了BESS侧保护系统的压力。连接BESS的双向DC-DC变换器（DAB）可以在检测到故障后迅速关断，而主要的故障隔离任务由MMC自身完成。这种系统级的协同作用，使得BESS的保护设计得以简化，可靠性得到提升，是支持采用成本更高的FBSM方案的强有力论据。
表3：MMC系统设计参数
参数类别
参数名称
设计值
备注
交流输入
标称线电压
10 kV (RMS)
三相，50/60 Hz
直流输出
标称母线电压
20 kV
-
MMC拓扑
每相桥臂数
2 (上/下)
-
每臂子模块数
26 (25+1)
N=25 工作, N=1 冗余
子模块拓扑
全桥 (FBSM)
具备直流故障阻断能力
子模块参数
标称电容电压
800 V
-
功率器件
BMF240R12E2G3
2个/FBSM
无源元件
桥臂电感
待计算 (e.g., ~5 mH)
约10-15% pu
4. MMC系统先进控制架构
MMC的成功运行高度依赖于其复杂而精密的控制系统。该系统不仅要实现传统的电能变换目标（如功率控制），还必须管理变换器内部的特殊动态行为（如电容电压均衡和环流抑制）。因此，一个分层、多目标的控制架构是必不可少的 。
4.1. 分层控制框架
第一层 (系统级控制)：负责最高级别的决策，管理整个UPS系统的运行模式（市电供电、电池供电、旁路模式），协调MMC主整流器与BESS之间的功率调度，并与上层监控系统通信。
第二层 (外环控制)：负责实现与电网的交互，主要目标是调节网侧的有效和无效功率，或稳定直流母线电压。该层控制通常在同步旋转坐标系（dq坐标系）下实现，以将交流量解耦为直流量，便于PI控制器进行无静差调节。
第三层 (内环与内部动态控制)：这是MMC控制的核心和难点所在，专注于管理变换器内部的状态变量，确保其稳定运行。主要包括两个关键任务：所有子模块电容电压的均衡控制和相间环流的抑制。
4.2. 外环控制
有功/无功功率 (P/Q) 控制：采用标准的矢量控制策略。通过锁相环（PLL）获得电网电压的相位和频率后，将三相交流电流变换到dq坐标系。d轴电流分量 $i_d$ 用于控制有功功率（或直流母线电压），q轴电流分量 $i_q$ 用于控制无功功率（或交流电压幅值）。
直流母线电压调节：在UPS正常运行时，外环控制器的首要任务是维持20kV直流母线电压的稳定。一个PI控制器将检测到的直流电压与给定值（20kV）进行比较，其输出作为有功电流的参考值（$i_{d,ref}$）送给内环电流控制器。
4.3. MMC内部动态控制
4.3.1. 电容电压均衡 (CVB)
控制原理：CVB的核心任务是确保一个桥臂内所有26个子模块的电容电压始终保持在标称值800V附近，并相互均衡 。这是通过在每个控制周期内，根据桥臂电流的方向和每个子模块的实时电容电压，动态地选择应该投入或旁路的子模块来实现的。
均衡算法：本项目将采用基于排序的均衡算法。在一个控制周期内，控制器首先采集桥臂内所有子模块的电容电压，并对其进行排序。然后，根据上层控制器计算出的需要投入的子模块数量（例如$N_{on}$个），结合桥臂电流的方向做出决策：
如果桥臂电流为正（充电方向），则优先选择电容电压最低的$N_{on}$个子模块投入，使其充电；其余电压较高的子模块则被旁路。
如果桥臂电流为负（放电方向），则优先选择电容电压最高的$N_{on}$个子模块投入，使其放电；其余电压较低的子模块则被旁路。
通过这种方式，能量在各个子模块之间不断地重新分配，从而实现了动态的电压均衡 。
4.3.2. 环流抑制控制 (CCSC)
问题描述：由于MMC三相桥臂之间存在瞬时不平衡，会产生在变换器内部流动但不流向交流侧的环流。该环流主要包含直流分量和二次谐波分量 。二次谐波环流会显著增加桥臂电流的有效值，导致额外的导通损耗和开关器件的电流应力增加，必须加以抑制。
控制策略比较与选择：
PI/PR 控制：传统方法是在一个专门用于控制环流的dq坐标系下使用PI控制器，或者在abc坐标系下使用针对二次谐波调谐的比例谐振（PR）控制器 。这些方法原理清晰，易于实现，但在动态响应和参数整定方面存在局限性。
模型预测控制 (MPC)：MPC是一种先进的控制策略，它利用系统的数学模型来预测在所有可能的开关状态下系统未来的行为，并通过最小化一个预定义的代价函数来选择最优的开关状态 。MPC的优点是动态响应快，且能在一个统一的框架内处理多个控制目标（如电流跟踪、环流抑制、电压均衡），但其计算量巨大，尤其是在子模块数量多时 。
推荐策略：考虑到性能与实现复杂度的平衡，本项目推荐采用一种混合控制策略：模型预测控制与比例谐振（MPC-PR）相结合。主电流控制环采用MPC，以获得快速的动态响应。同时，并联一个专门针对二次谐波的PR控制器，其输出用于修正MPC的调制信号。这种混合方法既利用了MPC的快速动态特性，又通过PR控制器实现了对环流的精确、鲁棒抑制，避免了设计复杂的多目标MPC代价函数和权重因子整定的难题 。
MMC控制系统的复杂性，特别是电容电压均衡所需的排序算法，其计算负担会随着子模块数量的增加而显著增长。这不仅是算法设计上的挑战，更直接成为限制系统控制带宽和决定控制器硬件选型的关键因素。在本项目中，每个桥臂有N=26个子模块，整个三相MMC共有6个桥臂，这意味着控制器在每个控制周期内需要采集并处理156个电容电压值 。
假设控制系统的开关频率为10 kHz，则整个控制算法（包括数据采集、排序、环流抑制、外环控制和调制）的执行时间必须严格控制在100微秒以内。一个简单的冒泡排序算法，其计算复杂度为$O(N^2)$，对于N=26的情况，执行时间可能过长，难以满足实时性要求。因此，必须采用更高效的排序算法，如堆排序，其复杂度为$O(N \log N)$ ，或者更先进的电压分组排序、映射排序等方法 ，以大幅缩短计算时间。
这种巨大的计算需求直接决定了中央控制器的选型。传统的微控制器（MCU）或数字信号处理器（DSP）可能难以胜任，通常需要采用性能更强大的现场可编程门阵列（FPGA）来实现并行计算，或者采用分布式控制架构，将部分计算任务（如电压排序）下放到桥臂级或子模块级的控制器中。因此，对于一个拥有26个子模块的MMC系统，虽然在集中式控制的可行范围内，但已经对控制器的计算能力和算法效率提出了极高的要求。这也说明了为何在子模块数量达到数百个的特高压直流输电工程中，控制系统的设计和实现会成为整个项目的核心技术瓶颈之一。
5. 电池储能系统 (BESS) 集成
作为UPS系统的核心，电池储能系统（BESS）及其与中压直流母线的接口是设计的关键环节。
5.1. BESS架构与选型
电池技术：考虑到固定式储能应用对安全性、循环寿命和热稳定性的严苛要求，本项目选用**磷酸铁锂（LiFePO4）**电池技术 。相比其他锂离子电池，LiFePO4不含钴等贵重金属，成本更低，且在过充、短路等滥用条件下不易发生热失控，安全性更高。
电压等级：为与现代高功率电力电子系统（如电动汽车超充站、数据中心）的发展趋势保持一致，BESS的标称直流电压选定为800V 。这一电压等级可以在保证较高功率传输能力的同时，将电流维持在合理水平，从而降低电缆和连接器的成本及损耗。
电池组配置：LiFePO4单体电池的标称电压约为3.2V 39。为了构成800V的电池组，需要将大约 $800V / 3.2V \approx 250$ 个单体电池串联。系统的总容量（以MWh计）将由负载功率和所需的备用时间（例如15分钟）决定，通常需要将多个这样的250串电池包进行并联。每个电池包都必须配备一套先进的电池管理系统（BMS），负责监控每个单体的电压、温度和电流，并执行主动或被动均衡，确保电池组的安全、高效运行。
5.2. 双向DC-DC变换器拓扑
功能需求：需要在800V的BESS和20kV的中压直流母线之间建立一个高效、隔离、可双向流动的功率通道。当市电正常时，该变换器工作在“充电”模式，将能量从20kV母线传输至800V电池组；当市电中断时，它立即切换到“放电”模式，将电池的能量注入20kV母线，支撑关键负载。
拓扑选择：**双有源桥（Dual Active Bridge, DAB）**变换器是满足此需求的理想拓扑 。DAB由两个全桥变换器通过一个高频变压器连接而成，具有以下突出优点：
电气隔离：高频变压器提供了BESS与中压母线之间的电气隔离，是安全规范的强制要求。
双向功率流：通过简单的控制即可实现功率的双向流动。
高功率密度：工作于高频（例如20-50 kHz），使得变压器和滤波器的体积可以大幅减小。
软开关能力：在特定条件下可以实现零电压开关（ZVS），显著降低开关损耗，提升变换效率。
DAB架构：该DAB变换器将包括一个800V侧的低压全桥，一个匝数比约为1:25的高频变压器，以及一个20kV侧的高压全桥。由于20kV电压远超单个半导体器件的耐压，高压侧的全桥本身也需要采用串联或多电平结构来实现。
5.3. DAB控制策略
功率流控制：DAB最基本的控制方法是移相控制（Phase-Shift Modulation）。通过调节低压桥和高压桥输出方波电压之间的相位差（$\phi$），可以精确地控制功率传输的大小和方向 。当低压桥超前时，功率从800V侧流向20kV侧（放电）；当高压桥超前时，功率反向流动（充电）。功率大小与相位差的正弦值成正比。
效率优化：实现ZVS是DAB高效运行的关键。然而，在本项目这种存在巨大电压变换比（1:25）的应用中，传统的单移相控制面临严峻挑战。在宽负载范围内，单移相控制很难同时保证两侧桥臂的所有开关都实现ZVS，并且容易在轻载时产生较大的无功环流，增加导通损耗 46。为了克服这一问题，需要采用更先进的调制策略，如**双移相（DPS）或三移相（TPS）**控制 。这些策略通过引入桥臂内部的移相角作为额外的控制自由度，能够更灵活地塑造变压器电流波形，从而在更宽的工况范围内实现ZVS并抑制环流，最大化系统效率。
控制环路：DAB的控制器将接收来自上层系统级控制器的功率指令。在正常运行时，指令为充电功率；在市电故障时，指令切换为放电功率，以维持20kV母线电压的稳定。
在设计这种高变比的DAB变换器时，一个核心的技术矛盾在于实现软开关（ZVS）和最小化无功环流之间的冲突。功率通过变压器的漏感进行传递，其大小与两侧电压、移相角和漏感值有关 。ZVS的实现依赖于在开关管开通前，其反并联二极管已经导通，这要求在开关瞬间有足够的反向电流来对开关管的输出电容进行充放电。
由于两侧电压相差悬殊（20kV vs 800V），折算到同一侧的阻抗差异巨大，导致在低压（大电流）侧和高压（小电流）侧实现ZVS的条件截然不同。采用简单的单移相控制时，通常只能优化一侧的ZVS性能，而另一侧可能工作在硬开关状态，尤其是在轻载工况下。同时，为了在轻载下传递功率，需要较大的移相角，这会产生巨大的无功环流，这些电流不传递有功功率，却在器件和变压器绕组中产生额外的导通损耗，严重降低轻载效率 。
这就凸显了采用高级调制策略的必要性。双移相（DPS）或三移相（TPS）控制通过增加额外的控制维度（例如，桥臂内的移相），使得控制器能够更精细地调整变压器电压波形，从而在更宽的功率和电压范围内，同时优化两侧的ZVS条件和抑制无功环流 。因此，一个成功的高变比DAB设计，绝不仅仅是选择正确的变压器匝比，更是一个深度耦合的控制问题。最终的控制方案必须是先进的、自适应的，以确保BESS接口在整个充放电功率范围内都能维持极高的效率。
6. 热管理与可靠性工程
对于一个兆瓦级的大功率UPS系统，热管理和可靠性设计是决定其能否长期稳定运行的生命线。
6.1. 系统功率损耗建模
精确的损耗模型是热设计的基础。系统总损耗主要由MMC子模块中SiC器件的损耗构成。
导通损耗：对于MMC子模块中的每个SiC MOSFET，其导通损耗可根据其随温度变化的导通电阻 $R_{DS(on)}(T_j)$（和流过它的桥臂电流有效值 $I_{arm,rms}$ 来计算。计算公式为：$P_{cond} = I_{arm,rms}^2 \times R_{DS(on)}(T_j)$。
开关损耗：开关损耗与器件的开关能量（$E_{on}$ 和 $E_{off}$）以及子模块的开关频率（$f_{sw}$）成正比。根据数据手册 ，开关能量是电流和结温的函数。因此，开关损耗的计算公式为：$P_{sw} = (E_{on}(I, T_j) + E_{off}(I, T_j)) \times f_{sw}$。在建模时，需要考虑在一个工频周期内，每次开关时的瞬时电流值，进行积分或平均计算。
总损耗：将所有子模块（$6 \times 26=156$个）在最坏工况下的导通损耗和开关损耗相加，即可得到整个MMC系统的总热负荷，这是散热系统设计的输入。
6.2. 子模块热设计与散热器计算
热模型：采用稳态热阻网络模型进行计算，该模型将热量从芯片结（Junction）到环境空气（Ambient）的传递路径等效为串联的热阻 。其基本关系式为：$T_j = T_a + P_{diss} \times (R_{th,j-c} + R_{th,c-s} + R_{th,s-a})$。
设计参数：
最高结温 ($T_{j,max}$)：为保证器件的长期可靠性，对数据手册中的175°C极限值进行降额设计，设定最高允许结温为 150°C 。
最高环境温度 ($T_{a,max}$)：假设设备运行在工业环境中，设定最高环境温度为 40°C。
子模块功耗 ($P_{diss}$)：根据6.1节的模型，计算单个子模块在最坏工况下的总功率损耗。
结到壳热阻 ($R_{th,j-c}$)：从数据手册可知，最大值为 0.09 K/W 。
壳到散热器热阻 ($R_{th,c-s}$)：此热阻取决于所用的导热界面材料（TIM）。选用高性能导热硅脂，并保证适当的安装压力，该值可估计为 0.05 K/W。
散热器热阻计算：根据热模型公式，可以计算出所需散热器的最大热阻（$R_{th,s-a}$）：
$$R_{th,s-a} \le \frac{T_{j,max} - T_{a,max}}{P_{diss}} - R_{th,j-c} - R_{th,c-s}$$
散热器选型：根据计算出的 $R_{th,s-a}$ 值，并考虑一定的设计裕量，从散热器制造商的产品目录中选择合适的散热方案 。对于如此大功率的系统，单个子模块的功耗可能高达数百瓦，因此极有可能需要采用强制风冷或更高性能的液体冷却方案。
在进行热设计时，一个常被忽略但至关重要的因素是热循环及其对长期可靠性的影响。传统的稳态热设计方法使用平均功耗来计算最高结温并选择散热器 ，但这对于MMC来说是不够的。在MMC的正常运行中，流过每个子模块的电流包含强大的基频（50/60 Hz）和二次谐波（100/120 Hz）分量 。这意味着每个SiC器件的瞬时功耗并非恒定，而是在以这些低频进行脉动。
这种功率脉动会导致器件结温也随之波动，即产生热循环。尽管平均结温可能远低于150°C的安全限值，但这种反复的温度升降会因模块内部不同材料（如SiC芯片、铜基板、焊料层）之间热膨胀系数（CTE）的不匹配，而产生周期性的机械应力 。经过数百万次循环后，这种应力会导致材料疲劳，引发键合线脱落、焊料层开裂等失效模式，这是功率模块最主要的磨损机制之一。
因此，一个真正专家级的热设计必须超越稳态分析。它需要利用模块的瞬态热阻抗（Z_th，如 16 中图21所示）数据，结合低频功率脉动的幅值，来评估和预测结温波动的峰峰值。设计的目标不仅是降低平均结温，更关键的是要抑制温度波动的幅度。这可能意味着需要采用比稳态计算结果更“过剩”的设计，例如选择体积更大、性能更好的散热器或采用液冷，其目的就是利用更大的热容来“平滑”掉温度波动，从而确保整个UPS系统能够达到其15-20年的设计使用寿命。
6.3. 容错运行与冗余管理
故障检测与定位：系统将实施一套基于子模块电容电压监控的故障诊断策略。控制器会持续监测每个子模块的电压。如果某个子模块的电压显著偏离桥臂内其他模块的平均值，或者在收到控制指令后其电压没有按预期变化，系统就会判定该子模块发生故障 。通过子模块在控制系统中的唯一地址，可以精确定位故障模块。
子模块旁路与系统重构：一旦检测到故障，控制系统会立即执行容错操作。首先，触发故障子模块的旁路开关（如晶闸管），将其从主电路中安全隔离。紧接着，系统会激活该桥臂的N+1冗余子模块，并将其无缝地整合到电容电压均衡和调制算法中 。整个过程在毫秒级完成，确保对输出电压和负载供电的影响降至最低，从而维持UPS系统的连续、不间断运行，完美履行其核心使命。
7. 结论与设计参数汇总
7.1. 设计总结与核心发现
本报告详细阐述了一套基于10kV交流输入的模块化直流不间断电源系统的完整设计方案。设计的核心是采用了先进的模块化多电平换流器（MMC）拓扑，并选用高性能的BMF240R12E2G3碳化硅（SiC）功率模块作为其基本构建单元。
关键的设计决策和发现包括：
拓扑选择：MMC拓扑因其卓越的模块化、高效率、低谐波和固有的容错能力，被确认为最适合高可靠性中压UPS应用的方案。
子模块配置：采用全桥子模块（FBSM）配置，虽然增加了器件数量，但换来了至关重要的直流故障阻断能力，极大地提升了整个系统的安全性，并简化了与大型电池储能系统的保护协调。
控制策略：提出了一种先进的混合控制架构，结合了模型预测控制（MPC）的快速动态响应和比例谐振（PR）控制器对特定谐波的精确抑制能力，以高效地管理MMC的内部动态，特别是二次环流。
储能接口：设计了基于双有源桥（DAB）变换器的双向DC-DC接口，以连接800V磷酸铁锂（LiFePO4）电池储能系统与20kV中压直流母线，并通过高级调制策略优化其在宽范围工况下的效率。
系统可靠性：通过N+1冗余设计、精细化的热管理（考虑热循环效应）以及快速的故障检测与重构策略，确保了系统满足不间断电源的严苛要求。
该设计方案充分利用了SiC器件的高频、高效、耐高温特性，并将其与最适合高压应用的MMC拓扑相结合，最终形成一个技术先进、性能卓越且高度可靠的中压直流电源解决方案。
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7.2. 系统综合技术规格
下表汇总了本设计报告中提出的10kV模块化直流UPS系统的关键技术参数，为后续的详细工程设计、仿真验证和设备采购提供了全面的技术依据。
表4：10kV模块化直流UPS系统综合技术规格
参数类别
参数项
规格值
交流电网接口
标称输入电压
10 kV (三相线电压, RMS)
输入频率
50 / 60 Hz
额定功率
(根据负载定义, e.g., 10 MW)
MMC整流器
拓扑结构
模块化多电平换流器 (MMC)
直流母线电压
20 kV
每臂子模块数
26 (25个工作 + 1个冗余)
子模块电压
800 V (标称值)
桥臂电感
(根据详细计算确定)
核心功率器件
BASIC Semi. BMF240R12E2G3 (SiC)
中压直流母线
标称电压
20 kV
额定功率
(同上)
电池储能系统 (BESS)
电池技术
磷酸铁锂 (LiFePO4)
标称电压
800 V
储能容量
(根据备用时间定义, e.g., 2.5 MWh for 15 min @ 10 MW)
BESS DC-DC变换器
拓扑结构
双有源桥 (DAB)
额定功率
(同上)
电压变换比
800 V / 20 kV
开关频率
20 - 50 kHz
系统整体性能
预估总效率
> 98.5%
功率密度
高
来源：杨茜碳化硅半导体
